主要内容

射频接收机的自顶向下设计

这个例子使用了:

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本例使用自顶向下的方法为ZigBee®类应用程序设计了一个射频接收机。验证了无损伤设计的误码率，分析添加损伤模型后的误码率性能。该示例使用射频预算分析仪应用程序排名的元素贡献的噪声和非线性预算。

设计规范:

  • 数据速率= 250kbps

  • OQPSK调制与半正弦脉冲整形，为ZigBee物理层IEEE®802.15.4规定

  • 芯片速率为2 Mchips/s的直接序列扩频

  • 灵敏度规格= -100 dBm

  • 误码率(BER)规格= 1e-4

  • 模数转换器(ADC)，具有10位和0 dBm饱和功率

要创建完全符合标准的ZigBee波形，可以使用ZigBee和UWB通信工具箱库附加组件。

本例指导您完成以下步骤:

  • 开发用于波形生成的基带发射机模型

  • 从链路级理想基带模型确定信噪比规格以实现1e-4误码率

  • 从射频接收机和ADC的等效基带模型推导出射频子系统的规格

  • 从射频接收机的包络电路模型推导出直接转换参数

  • 进行了包含干扰信号的多载波仿真，推导了直流偏置补偿算法的规范

基带发射机的设计与验证

为了评估射频接收机设计的性能，使用具有802.15.4波形代表性的信号频谱是必要和充分的。

的基带发射机模型在光谱和星座域中创建并说明具有光谱代表性的ZigBee波形。该模型和所有后续模型使用回调来创建MATLAB工作区变量，以参数化系统。

确定接收机信噪比要求

为了设计接收机，首先确定实现指定BER小于1e-4所需的信噪比。在仿真中计算出的带宽为4 MHz。运行链路级别的模型以模拟达到目标误码率所需的接收器处理。

准确地计算误码率需要对发射和接收信号进行校准。模拟必须补偿接收信号相对于发射信号的双样本延迟。同样，为了确保正确的芯片到符号到位的映射，模拟必须在输入端对齐芯片到帧边界，在帧边界上的芯片到符号块。考虑到接收信号的延迟和帧边界对齐需要添加一个延迟在恢复接收到的符号之前，将接收分支上的延迟设置为32-2=30。

该模型在信噪比为-2.7 dB的情况下实现了1e-4的误码率，可通过收集100位误码率进行验证。

在链路级别的模型， AWGN块负责整个信道和射频接收机的信噪比预算。

添加ADC并确定接收机总增益和噪声图(NF)

本节使用传统的启发式推导来确定RF接收机和ADC的高级规格。

  • B = 4mhz =仿真带宽=仿真采样频率

  • kT = 174 dBm/Hz =热噪声地板功率密度

  • 灵敏度= -100 dBm =接收机灵敏度

  • 信噪比= -2.7 dB

  • 仿真中噪声功率= Pn =灵敏度-信噪比= -100 dBm - (-2.7 dB) = -97.3 dBm

  • Pn = kT + 10*log10(B) + NF = -97.3 dBm

接收机噪声系数(NF)的求解:

NF = -97.3 dBm + 174 dBm/Hz -10*log10(4e6 Hz) = 10.7 dB

利用ADC规格和动态范围得出接收机增益。

  • ADC位数= Nbits = 10

  • ADC饱和功率= Psat = 0 dBm(归一化50欧姆)

  • ADC采样频率= Fadc = 2.6 MHz

  • ADC动态范围= 6 * Nbits + 1.8 = 61.8 dB

  • ADC带宽中的噪声功率= PNadc = Pn + 10log10(Fadc/Fs) = -99.2 dBm

  • 假设信噪比贡献为0.1 dB，量化噪声= PNadc - 16 dB

  • 接收机增益= (Psat -动态范围)- PNadc + 16db = (0 dBm - 61.8 dB) - (-99.2 dBm) + 16db = 53.4 dB

模拟一个理想基带模型，验证射频接收机的初步规格(NF = 10.7 dB，接收机增益= 53.4 dB)。这可以通过收集100个错误来完成。

频谱分析仪显示，在没有ADC的情况下，使用ADC接收到的频谱在形状上与前一节的频谱大致相同。

改进射频接收机的架构描述

在本节中，射频接收机及其噪声图和增益预算规格通过使用具有以下特征的四个离散子组件来建模:

  • SAW滤波器:噪声图= 2.3 dB，增益= -3 dB

  • LNA:噪声图= 6 dB，增益= 22 dB

  • 无源混频器:噪声图= 10 dB，增益= -5 dB

  • VGA:噪声图= 14 dB，增益= 40 dB

SAW滤波器的性能来源于一个指定s参数特征的试金石文件。您可以通过在工作频率为2.45 GHz的X-Y平面上可视化S21参数来验证增益。您可以通过在工作频率为2.45 GHz的X-Y平面上可视化NF参数来验证噪声图。通常情况下，低噪声高增益的LNA跟随SAW滤波器，这大大降低了LNA后组件噪声系数的影响。此外，无源混合器被指定为高IP2。与SAW滤波器类似，您可以通过在用户指定的频率范围[2e9 3e9]上在X-Y平面上可视化S21参数来验证混频器增益。

一个等效基带模型模拟了改进的射频接收机。

运行模拟并使用输出端口可视化窗格验证射频接收机链路预算。四个阶段的总噪声值和增益按照以下预算进行划分:

  • 组件NF (dB) = [2.3, 6,10,14]

  • 元件噪声因子F(线性)= 10^(NF/10) = [1.78 3.98 10.0 25.1]

  • 功率增益(dB) = [- 3,22， - 5,40] = 54 dB > 53.4 dB

  • 电压增益VG(线性)= 10^(功率增益/20)= [0.71 12.59 0.56 100.0]

  • 系统噪声因子Fsys(线性)=$ $ 1 + (F (1) - 1) + {{[F (2) - 1]} \ / {VG (1)}} + {{[F (3) - 1]} \ / {VG (1) \ * VG (2)}} + {{[F (4) - 1]} \ / {VG (1) \ * VG (2) \ * VG(3)}} = 11.8美元

  • 系统噪声图NFsys (dB) = 10*log10(Fsys) = 10.7 dB

在接收机等效基带模型的输出端口上，可以验证考虑阻抗失配的链的实际噪声值，等于9.42dB。

使用该模型，您可以验证BER < 1e-4对应的芯片错误率(ChER)约为7%。通过计算ChER，您可以用更少的时间运行后续模型，并且仍然可以收集准确的误码率统计信息。

使用电路包络来模拟额外的射频损伤

在前一节中使用的等效基带建模技术不能模拟真正的直接转换接收机。该模型使用输入频率为2.45 GHz和LO频率为2.4 GHz的混频器，这导致频谱分析仪的中心频率为50 MHz。这种建模的局限性促使我们改变电路包络法。

使用电路包络建模方法，通过添加更真实的损伤，继续改进射频接收机架构。

的电路包络模型与等效基带模型的不同之处在于:

  • 用正交调制器取代等效的基带混频器，由可参数化的I和Q混频器和移相器块以及带损伤的LO组成

  • 使用宽带阻抗(50欧姆)来明确地模拟块之间的功率传输

比较光谱，功率测量和ChER到等效基带模型，没有显著的性能差异。然而，随着电路包络模型，您可以包括偶数阶非线性效应，I/Q不平衡，以及每个组件的彩色噪声分布的规格。

方法中的块，可以手动构建射频接收机的电路包络模型电路包络库，也可以使用射频预算分析仪应用程序。

的射频预算分析仪应用程序

  • 使用Friis方程来确定射频链的噪声、增益和非线性预算，同时考虑阻抗不匹配

  • 允许您探索接收器设计空间，并确定如何跨链元素分解规范

  • 帮助您确定哪个元素对噪声和非线性预算的贡献最大

  • 可以生成一个射频接收机模型，用它可以执行多载波仿真并进一步修改。

类型rfBudgetAnalyzer(“TopDownRFReceiverDesign.mat”)命令在命令行中可视化射频接收机射频预算分析仪应用程序。

增加宽带干扰、LO泄漏和直流偏移抵消功能

本节将修改电路包络模型为了创建这个带干涉模型的电路包络．带干扰模型的电路包络包括宽带干扰信号和以下损伤:

  • 正交解调中的LO-RF隔离为90 dB

  • OIP2在正交解调器中等于55 dBm

  • wcdma类带外阻断器-30 dBm在2500 MHz

该仿真模拟了一个非标准兼容的干扰信号，该信号具有WCDMA信号真实的功率和频谱分布特征。宽带干扰信号的模拟需要更大的模拟带宽，达到16MHz。因此，1 MHz OQPSK信号被过采样16，电路包络模拟带宽也增加到16 MHz。

该设计需要一种直流偏置补偿算法来实现期望的ChER，这是由于LO泄漏和高带外干扰信号功率引起的解调器非线性造成的直流偏置。在这种情况下，您包含了一个非常有选择性的过滤器，这会在ChER测量块中引入较长的延迟和相应的计算延迟。

以0hz为中心的频谱显示了直流偏置补偿减小了直流偏置。在运行模型时，请注意直流偏移最终会完全消除。

结论

采用自顶向下的设计方法，推导出射频接收机组件规格。对减值、干扰和射频接收机子组件模型进行迭代改进，以提高保真度，并在每个阶段进行验证，以确认实现了整体系统性能目标。

另请参阅

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